改进PWM调制法在双向DC-DC变换器的应用

第８卷第７期　中国科技论文　ＣＨＩＮＡ　ＳＣＩＥＮＣＥＰＡＰＥＲ　Ｖ０Ｌ　８　Ｎｏ．７　２０１３年７月　Ｊｕｌｙ　２０１３　改进ＰＷＭ调制法在双向ＤＣ—ＤＣ变换器的应用　化泽强　，韩肖清　（１．山西省电力勘测设计院，太原０３０００１；２．太原理工大学电气与动力工程学院，太原０３００２４）　摘　要：使用改进脉冲宽度调制ＰＷＭ的控制方法，设计可变频的双向直流变换器。控制系统包括电压采集电路、电流采集电　路、电压调节电路、脉冲调制电路、驱动电路以及控制信号传输电路等子电路。脉冲调制电路由误差放大器、迟滞比较器和积分　器共同组成，不但可方便地改变其输出电压或使其输出电压稳定，还可以根据负载情况选择合适的工作频率。构建了一套１　ｋＷ的双向直流变换器，完成了主电路和控制系统各元件的选型和参数选择。实验结果验证了该方法的可行性，且由该方法控　制的双向控制器具有良好的动态特性和静态特性，以及工作频率可变和快速响应等特性。　关键词：电气工程；开关变换器；小信号分析；ＰＷＭ；变频调制　中图分类号：ＴＭ　４３　文献标志码：Ａ　文章编号：２０９５—２７８３（２０１３）０７—０６８３—０５　Ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ＤＣ—ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｉｍｐｒｏｖｅｄ　ＰＷＭ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｈｕａ　Ｚｅｑｉａｎｇ　，Ｈａｎ　Ｘｉａｏｑｉｎ￣　（１．Ｓｈａｎｘｉ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｐ０讹ｒ　Ｅｘｐｌ０ｒａｔｉ０　＆Ｄｅｓｉｇｎ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｔａｉｙ抛　０３０００１，Ｃｈｉ　ｎ；　２．Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ＆Ｐｏｗｅｒ　ＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＣｏｌｌｅｇｅ，Ｔａｉｙｕａｎ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｔａｉｙｕａｎ　０３００２４，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａ　ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ＤＣ－ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｈａｓ　ｂｅｅｎ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ　ａ　ｍｏｄｉｆｉｅｄ　ＰＷＭ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｅｔｈｏｄ．Ｔｈｅ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｙｓｔｅｍ　ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ　ａ　ｖｏｌｔａｇｅ　ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ，ａ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ，ａ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ，ａ　ｐｕｌｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ，ｄｒｉｖｅ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　ａ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅ　ｐｕｌｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｃｏｎｓｉｓｔｓ　ｏｆ　ａｎ　ｅｒｒｏｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ａ　ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ　ｃｏｍｐａ—　ｒａｔｏｒ　ａｎｄ　ａｎ　ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ，ｗｈｉｃｈ　ｃａｎｎｏｔ　ｏｎｌｙ　ｅａｓｉｌｙ　ｃｈａｎｇｅ　ｉｔｓ　ｏｕｔｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｏｒ　ｍａｋｅ　ｉｔ　ｓｔａｂｌｅ，ｂｕｔ　ａｌｓｏ　ｃｈｏｏｓｅ　ａｎ　ａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅ　ｆｒｅ—　ｑｕｅｎｃｙ　ａｃｃｏｒｄｉｎｇ　ｔＯ　ｔｈｅ　ｌｏａｄ．Ａ　ｓｅｔ　ｏｆ　ｂｉ－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ＤＣ－ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｉｓ　ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｅｄ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ　ａｒｅ　ｓｅｌｅｃｔｅｄ　ｗｅｌ１．Ｔｈｅ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｖｅｒｉｆｙ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｍｅｔｈｏｄ　ｉｓ　ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ．Ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｈａｓ　ｇｏｏｄ　ｄｙｎａｍｉｃ　ａｎｄ　ｓｔａｔｉｃ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓ—　ｔｉｃｓ，ａｎｄ　ｉｓ　ａｌｓｏ　ｆｅａｔｕｒｅｄ　ｂｙ　ｔｈｅ　ｖａｒｉａｂｌｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｒａｐｉｄ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ；ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｍａｌｌ　ｓｉｇｎａｌ　ａｎａｌｙｓｉｓ；ＰＷＭ；ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　微电网新能源储能系统将收集的太阳能和风能　等新能源存储在智能储能系统中，再通过储能系统　平滑电能质量，既节约电能，又低碳、环保ｌ１　］。连接　储能系统与负载的最主要部分是双向ＤＣ－ＤＣ变换　器。当微电网系统启动，或是负荷线路瞬间接载、重　载等导致输出电流突然增大时，输出电压会迅速地　下降，此时储能电池可经过双向ＤＣ—ＤＣ变换器升压　至高压侧，从而减缓输出电压的变化；当微电网处于　轻载状态时，电能也可通过双向ＤＣ＿Ｄｃ变换器降压　至储能电池侧为其充电Ｉ７］。文献Ｅ８３介绍和分析了　几种典型的隔离式双向ＤＣ．ＤＣ变换器，并提出了一　种新的适用于中小功率场合且带有同步整流技术的　隔离式变换器拓扑。在微电网系统等应用场合，低　压侧大电流，输入、输出电压大变比，故采用无电气　隔离的非隔离电路拓扑有更大优势。文献［９］对非　隔离式双向ＤＣ＿ＤＣ变换器的控制模型进行分析，证　明了单电压闭环补偿可以实现系统的稳定工作。　基于混合微电网中双向ＤＣ－ＤＣ变换器的现有　研究，采用单电压闭环控制，通过使用集成运算放大　器和一种新的ＰＷＭ调制方法Ｌ１。。，设计出结构简单、　使用零件数目少、轻载时线路损耗小且工作频率可　变的双向ＤＣ－ＤＣ变换器。该变换器可依据电压反　馈和负载程度工作在不同的频率，且适用于电感电　流连续导电模式。此外，采用该控制方法可加快负　载突变时变换器的响应速度。　１　电路分析　１．１双向ＤＣ－ＤＣ变换器工作原理　双向ＤＣ－ＤＣ变换器Ｌ１ｌ＿（Ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ＤＣ－ＤＣ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＢＤＣ）是指能量能够双向流动的直流／直　流变换器，一般分为隔离型和非隔离型。隔离型变　换器虽然具有电气隔离的特性，但其架构复杂、控制　不易，且零件较多，尤其是需解决变压器漏感的问　题，一般适用于大功率的场合。在不需要大功率的　情况下，可以采用Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ拓扑，如图１所示。双　向ＤＣ－ＤＣ变换器有升压和降压两种工作状态，变换　器的能量能够双向自由流动。在升压模式（Ｂｏｏｓｔ　ｍｏｄｅ）下，电功率由　流向　，控制Ｂｏｏｓｔ开关　收稿日期：２０１３—０２－２８　基金项目：国际科技交流与合作专项资助项目（２０１０ＤＦＢ６３２００）；山西省科技攻关计划资助项目（２０１２０３２１００５—０２）　作者简介：化泽强（１９８８～），男，硕士研究生，主要研究方向：微电网运行与控制　通信联系人：韩肖清，教授，主要研究方向：电力系统运行与控制、微电网及新能源技术，ｈａｎｘｉａｏｑｉｎｇ＠ｔｙｕｔ．ｅｄｕ．ｃｎ　６８４　中国科技论文　第８卷　（Ｂｕｃｋ开关中二极管正向导通），将检测电感电流ｈ　与输出电压　提供给控制器，用以产生所需要的触　发信号，并判断其是否稳定在所设定的输出电压值。　降压模式（Ｂｕｃｋ　ｍｏｄｅ），电功率由　流向　，控制　Ｂｕｃｋ开关（Ｂｏｏｓｔ开关中二极管反向截止），将检测　电感电流Ｊ　与输出电压　ｈ　提供给控制器，用以产　生所需要的触发信号，并判断其是否稳定在所设定　的输出电压值。笔者设计的变换器在该两种工作状　态下都处于电流连续模式下。　图１非隔离式双向ＩＸ；－ＤＣ变换器拓扑　Ｆｉｇ．１　Ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｏｆ　ｎｏｎ－ｉｓｏｌａｔｅｄ　ＢＤＣ　双向ＤＣ－ＤＣ变换器用于连接储能设备和直流　母线，储能运行在并网模式时，其主要用于调整储能　设备输出功率，储能元件通过直流母线电容与外界　交换功率。　与并网模式时不同，当微电网孤立运行时，储能　电池充当主电源，ＤＣ－ＤＣ双向变换电路的主要作用　不是控制功率流动的大小，使其能按指定的有功指　令输出功率，而是维持直流母线电压的恒定。　１．２主电路小信号模型　双向ＤＣ－ＤＣ直流变换器是一种非线性的系统，分　析其动态特性主要使用小信号法，关键是建立小信号　模型。本文运用状态空间平均法进行小信号分析。　假设开关管是理想的，即无正向导通压降和反　向漏电流；且状态转换是在瞬间完成，即任何时候非　通即断。工作于电流连续模式下的变换器，采用　ＰＷＭ控制法，晶体管占空比为Ｄ，动态过程中占空　比是变化的，故用ｄ表示。　导通状态［０：ｄＴ］期间有：　Ｘ—Ａ１Ｘ＋Ｂ１　Ｖ　，　（１）　Ｙ—Ｃｔ　Ｘ。　（２）　截止状态［ｄＴ：Ｔ］期间有：　Ｘ—Ａ２Ｘ＋Ｂ２　Ｖ　，　（３）　Ｙ—Ｃ２　Ｘ。　（４）　式中：　是状态变量，代指电感电流ｉ　和电容电压　是变换器输入电压；Ｙ是输出状态变量，代指　输出电压　和输出电流ｉ　；Ａ　、Ａ２、Ｂ１、　、Ｃ１　、Ｃ２　是主电路的系数矩阵。可得扰动方程为：　ｆ　ｌ譬一　＋Ｂ　＋　［Ｕ　（Ａ１～Ａ２）ｘ＋　（Ｂ】一Ｂ２）Ｖ　＋（Ａｌ—Ａ２）ｌｚ４－（Ｂ１一Ｂ２）　］，　１　一　；＋　（Ｃ『一　）ｘ＋（　一　）　。　（５）　则小信号动态解为：　ｆｒ（ｓ）一（ｓＩ—Ａ）叫　（ｓ）＋（ｓＩ—Ａ）＿。　　ｌＥ（Ａ１一Ａ２）ｘ＋（Ｂ１一Ｂ２）Ｖ　］　（ｓ）；　ｊ　（ｓ）一　（ｓＩ—Ａ）　Ｂ　（ｓ）＋　（６）　ｌ｛　（ｓＪ—Ａ）Ｅ（Ａ　一Ａ　）ｘ＋　ｌ（Ｂ　一Ｂ２）Ｖｓ］＋（ｃ　一ｃ　）ｘ｝　（５）。　根据小信号分析法及等效电路的观点，各种不　同的直流变换器电路结构都是相同的，不同的只是　对应的参数而已。所以，不同的工作方式对应着相　同的电路模型，该模型可称为标准化模型，如图２　所示。　Ｈ　１　———／　三　１　广一一一一一一１　Ｉ　Ｉ　Ｉ　●　Ｉ　，．　Ｉ　）＋　（　肼　Ｉ　／　Ｌ　ｆ　（　）　（　）　广　　＿＿　Ｉ　Ｉ　Ｉ　１　ｊ　Ｌ一一一一一一ｊ　小信号控制五　直流变压　低通滤波器　隔离器　图２工作在连续状态下的变换器的小信号标准化模型　Ｆｉｇ．２　Ａ　ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　ｓｔａｔｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’Ｓ　ｓｍａｌｌ—ｓｉｇｎａｌ　ｍｏｄｅｌ　ｆｏｒ　ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ　由标准化模型的电路特性方程和小信号动态　解，可求得双向直流变换器的电路参数，如表１　所示。　表１双向Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ直流变换器模型的元件参数　（电流连续模式）　Ｔａｂｌｅ　１　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｍｏｄｅｌ　１．３　ＰＷｌＶｌ脉冲调制控制器原理说明　采用连续可变斜率积分器的增量调制法，是指提　供输入参考信号到积分器，使得输出脉冲宽度的变化　可以快速地跟随输入参考信号　，可以解决传统增量　调制中基波电压低、振荡频率稳定性差及易发生谐波　第７期　化泽强，等：改进ＰＷＭ调制法在双向ＤＣ－Ｉ）Ｃ变换器的应用　６８５　等问题　］。ＰＷＭ控制器原理如图３所示。　图３　ＰＷＭ控制器原理图　Ｆｉｇ．３　Ｓｃｈｅｍｅ　ｏｆ　ＰＷＭ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　输入信号　到积分器中，载波信号Ｖ。的斜率与　输入信号　。的大小成反比关系，即当输入信号　为　正值时，载波信号的斜率就相应地降低，输出脉冲的　工作周期延长，占空比相应增大，最终使得输出电压　增加；相反，当输入信号　为负值时，载波信号的斜　率就相应地增加，输出脉冲的工作周期缩短，占空比　相应减小，最终使得输出电压降低。输入信号　、载　波信号　及ＰＷＭ脉冲波形　的电压波形关系如　图４所示。　ｉ　，　厂］厂＿］厂＿］门几ｎ　图４输入信号　、载波信号　及ＰＷＭ脉冲　的波形关系　Ｆｉｇ．４　Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｏｆ　ＰＷＭ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　因此，输出脉冲宽度的调变可以快速、准确地反　映输入参考信号的大小。根据图３，可推导出ＰＷＭ　脉冲的工作频率为　厂一　４Ｒ×Ｃ×【，　×　。　（７）　占空比为　Ｄ—　１　Ｖｅ）１十　。　（８）　式中：　是输入信号，可正可负；　是运算放大器　的工作电压；Ｕｚ是迟滞比较器的迟滞宽度；Ｒ、Ｃ分　别是积分比较器中运算放大器外接的电阻和电容。　由式（７）和式（８）可知，该ＰＷＭ控制器对于直　流输入信号而言具有脉冲频率及占空比调变的能　力，并且还可依据输入信号的大小做出相应的频率　调整。实际电路设计使用误差放大器、迟滞比较器　和积分器共同组成此控制器。　２控制信号传输电路　双向变换器的升压模式与降压模式的工作原理　图如图５所示。图中，脉波控制器的输入信号可以　用Ｖｅ—Ｋ（　＋　。一Ｖ　）表示，其中　、　。分别　为转换器在Ｂｏｏｓｔ模式和Ｂｕｃｋ模式下的输出电压　取样值（其中总有一个值为零），Ｋ为电压放大倍数，　Ｖｒｅｆ为参考电压。　晒ＬＩ　Ｄ１　一　图５双向变换器工作模式　Ｆｉｇ．５　Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ　ｍｏｄｅ　ｏｆ　ＢＤＣ　笔者设计的控制信号传输电路是由运算放大器　组成的模拟电路，依据不同的系统需求和变换器工　作模式，主电路中会有不同方向的电感电流。控制　电路中，Ｂｏｏｓｔ模式下的电感电流方向为正，则Ｂｕｃｋ　模式下的电感电流方向为负。在主电路的电感支路　中串入一个检测电阻，则不同方向的电感电流会产　生不同极性的电压，以此作为ＣＭＯＳ芯片４０６６ＢＤ　的控制端。　ＩＣ　４０６６ＢＤ是一个四通道模拟开关，当控制端的　输入信号为高电平时，开关导通，输出等于输人；当　控制端的输入信号为低电平时，开关截止，可视为开　路，如图６所示。当系统工作于Ｂｏｏｓｔ模式时，检测　电阻电压　为高电平，　则为低电平，模拟开关　４０６６ＢＤ会使　至Ｍ０Ｓ管Ｑ　的通道打开，　。至　ＭＯＳ管Ｑ２的通道截止。当系统工作于Ｂｕｃｋ模式　时，检测电阻电压　为高电平，　则为低电平，模拟　开关４０６６ＢＤ会使　。至ＭＯｓ管Ｑ２的通道打开，　、至ＭＯＳ管Ｑ　的通道截止。　图６控制信号传输路径图　Ｆｉｇ．６　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｂｌｏｃｋ　ｄｉａｇｒａｍ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｇａｔｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　３　系统电路设计与主要控制电路说明　本文电路搭建了电压型ＰＷＭ控制器的双向变　换器，系统电路设计如图７所示。　系统图中，子电路ＪＣＤＹ、ＤＴＬＢ、ＰＷＭ、ＱＤＤＬ、　ＱＤＤＬ　分别是检测电压电路、低通滤波电路、ＰＷＭ　控制器、Ｑ　管驱动电路以及Ｑ２管驱动电路。ＰＷＭ　控制器的电路设计如图８所示。　４实验研究　在Ｍａｔｌａｂ环境构建双向直流变换器。Ｂｏｏｓｔ模式　下，控制系统的闭环频率特眭如图９所示。系统的截止　频率约为３００　Ｈｚ，低频时系统的对数幅值为６　ｄＢ，故放　大倍数为２，验证了Ｂｏｏｓｔ模式下占空比Ｄ—Ｏ．５时，输　出电压和输入电压满足Ｖｏ—　／（１一Ｄ）的关系。　６８６　中国科技论文　第８卷　Ｏ　Ｏ　●　图７双向ＤＣ－ＤＣ变换器主电路与控制电路设计　Ｆｉｇ．７　Ｍａｉｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｎｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｏｆ　ＢＤＣ　根据Ｂｏｏｓｔ模式下的开环传递函数，可画出系统　的奈奎斯特曲线，如图１０所示。由奈奎斯特稳定判　据知　从０一∞，开环频率特性的轨迹在复平面上逆　时针围绕点（一ｌ，ｊ。）旋转的圈数Ｒ一１／２。从开环传　递函数可以看出，开环系统特征方程在Ｓ域右半平面　的根的个数Ｐ一１，故闭环系统特征方程在Ｓ域右半　平面的根的个数为　—　一２Ｒ一０，说明系统闭环特　征根均在Ｓ域的左半平面，即闭环系统是稳定的。　暴　图８双向ＤＣ－ＤＣ变换器ＰＷＭ电路设计　Ｆｉｇ．８　Ｓｕｂ－ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ｏｆ　ＰＷＭ　∞　遥　图１０　Ｂｏｏｓｔ模式Ｆ系统开环传递函数的奈奎斯特曲线　Ｆｉｇ．１０　Ｂｏｏｓｔ　ｍｏｄｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｏｐｅｎ－ｌｏｏｐ　ｔｒａｎｓｆｅｒ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ　ｃｕｒｖｅ　—、　罂一　＼　＼　、ｌ孓～　频率／Ｈｚ　图９　ＰＩ调节器在ＢＯＯｓｔ模式下系统闭环的对数频率特Ｉ生曲线　Ｆｉｇ．９　ＰＩ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｉｎ　Ｂｏｏｓｔ　ｍｏｄｅ，ｔｈｅ　ｌｏｇａｒｉｔｈｍ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐ　ｓｙｓｔｅｍ　系统工作于Ｂｏｏｓｔ模式半载情况下的波形如图　１１所示。由图可见，输出电压稳定在４８．８　Ｖ，Ｑ　管　的驱动脉冲频率为ｌ７．１３　ｋＨｚ，占空比为６１．０１　。　系统工作在Ｂｏｏｓｔ模式满载情况下的波形如图　１２所示。由图可见，输出电压稳定在４６．８４　Ｖ，Ｑ　管　的驱动脉冲频率为２Ｏ．７１　ｋＨｚ，占空比为５９．９３　。　系统工作在Ｂｕｃｋ模式满载情况下的波形如图　ｌ３所示。由图可见，输出电压稳定在４６．８４　Ｖ，Ｑ　管　７０２　中国科技论文　Ｚ８ｌ８　２８２５．　第８卷　ｔｏｒｑｕｅ　ｄｉｒｅｃｔ—ｄｒｉｖｅ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｍａｇ—　ｎｅｔ，２００８，４４（１１）：４３１３—４３１６．　［１Ｏ］Ｃｈｅｎ　Ｊｉｎｔａｏ，Ｚｈｕ　Ｚｉｑｉａｎｇ．Ｗｉｎｄｉｎｇ　ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ　ａｎｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｔａｔｏｒ　ａｎｄ　ｒｏｔｏｒ　ｐｏｌｅ　ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃ—　［１７］Ｃｈｅｎ　Ｊｉｎｔａｏ，Ｚｈｕ　Ｚｉｑｉａｎｇ，１ｗａｓａｋｉ　Ｓ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　Ｅ　ｃｏｒｅ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ＰＭ　ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ　ＡＣ　ｍａｃｈｉｎｅ［Ｃ］／／Ｅｎｅｒｇｙ　Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　Ｃｏｎｇｒｅｓｓ　ａｎｄ　Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ．Ａｔｌａｎｔａ，ＧＡ：　１ＥＥＥ，２０１０：３８１１－３８１８．　ｈｉｎｇ　ＰＭ　ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ　ＡＣ　ｍａｃｈｉｎｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｅｎ　ｅｒｇｙ　Ｃｏｎｖｅｒｓ，２Ｏ１０，２５（２）：２９３—３０２．　［１８］Ｚｈｅｎｇ　Ｐｉｎｇ．Ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ　ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａｎ　ａｘｉａｌ－ａｘｉａｌ　ｆｌｕｘ　ｃｏｍｐｏｕｎｄ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ＰＭＳＭ　ｕｓｅｄ　ｆｏｒ　［１１］　Ｒａｍｉｎｏｓｏａ　Ｔ，Ｇｅｒａｄａ　Ｃ．Ｎｏｖｅｌ　ｆａｕｌｔ　ｔｏｌｅｒａｎｔ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ｆｌｕｘ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｍａｃｈｉｎｅｓ［Ｃ］／／５ｔｈ　ＩＥＴ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，　Ｍａｃｈｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｄｒｉｖｅｓ．Ｂｒｉｇｈｔｏｎ，ＵＫ，２０１０：１　６．　ＨＥＶｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ／ＡＳＭＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｍｅｃｈａｔｒｏｎ，２０１０，４６　（６）：２１９１—２１９４．　［１　９］Ｒｅｉｇｏｓａ，Ｄ　Ｄ．Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　ｉｓｓｕｅｓ　ｉｎ　ｓａｌｉｅｎｃｙ－ｔｒａｃｋｉｎｇ　ｂａｓｅｄ　ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ＰＭ　ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｍａｃｈｉｎｅｓ　［１２］Ｃａｏ　Ｒ，Ｃｈｅｎｇ　Ｍ，Ｈｕａ　Ｗ．Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｇｅｎｅｒａｌ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｏｆ　ａ　ｎｅｗ　ｓｅｒｉｅｓ　ｏｆ　ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　ａｎｄ　ｍｏｄｕｌａｒ　ｌｉｎｅａｒ　ＦｓＰＭ　ｍｏｔｏｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｉｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，　２０ｌ３，６Ｏ（１２）：５４３６—５４４６．　］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｉｎｄ　Ａｐｐｌ，２０１１，４７（３）：１３５２—１３６０．　［２Ｏ］Ｚｈａｏ　Ｗｅｎｘｉａｎｇ，Ｃｈｅｎｇ　Ｍｉｎｇ．Ｒｅｍｅｄｉａｌ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　ｆａｕｌｖｔｏｌｅｒａｎｔ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｍａｇｎｅｔ　ｍｏｔｏｒｓ　［１３］Ｗａｎｇ　Ｄａｏｈａｎ．Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ　ｏｎ　ｃｏｇｇｉｎｇ　ｔｏｒｑｕｅ　ｉｎ　ｆｌｕｘ－　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｍａｇｎｅｔ　ｍａｃｈｉｎｅ　ｂｙ　ｔｅｅｔｈ　ｎｏｔｃｈｉｎｇ　ｆｏｒ　ｅｌｅｃｔｒｉｃ　ｖｅｈｉｃｌｅ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｃ］／／Ｖｅｈｉｃｌｅ　Ｐｏｗｅｒ　ａｎｄ　Ｐｒｏｐｕｌｓｉｏｎ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．Ｌｉｌｌｅ：ＩＥＥＥ，２Ｏ１０：１－６．　ｓｃｈｅｍｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ／ＡＳＭＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｍｅｃｈａｔｒｏｎ，２０１２，　４８（１１）：４２２８　４２３１．　［２１］Ｚｈａｏ　Ｗｅｎｘｉａｎｇ，Ｃｈｅｎｇ　Ｍｉｎｇ．Ｍｉｎｉｍｕｍ　ｃｏｐｐｅｒ　ｌｏｓｓ　ｆａｕｌｔ　ｔｏｌｅｒａｎｔ　ｃｏｎｔｒｏ１　ｏｆ　ｒｅｄｕｎｄａｎｔ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒ—　［１４］Ｚｈａｏ　Ｗｅｎｘｉａｎｇ．Ｒｅｍｅｄｉａ１　ｉｎｊｅｃｔｅｄ－ｈａｒｍｏｎｉｃ—ｃｕｒｒｅｎｔ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｒｅｄｕｎｄａｎｔ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ——ｍａｇ—‘　ｍａｎｅｎｔ－ｍａｇｎｅｔ　ｍｏｔｏｒｓ［Ｃ］／／Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｍａｃｈｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ．Ｂｅｉｊｉｎｇ：ＩＣＥＭＳ，２０１ｌ：１—４．　ｎｅｔ　ｍｏｔｏｒ　ｄｒｉｖｅｓ　＿Ｊ］．１ＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｉｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，２０１２，　６０（１）：１５ｌ一１５９．　［２２］赵品志，杨贵杰，李勇．五相永磁同步电动机单相开路　故障的容错控制策略［Ｊ］．中国电机工程学报，２０１１，　３１（２４）：６８—７６．　［１５］（）ｗｅｎ　Ｒ　Ｉ　，Ｚｈｕ　Ｚｉｑｉａｎｇ．Ａｌｔｅｒｎａｔｅ　ｐｏｌｅｓ　ｗｏｕｎｄ　ｆｌｕ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ—ｍａｇｎｅｔ　ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ　ＡＣ　ｍａｃｈｉｎｅｓ　Ｚｈａｏ　Ｐｉｎｚｈｉ，Ｙａｎｇ　Ｇｕｉｊｉｅ，Ｌｉ　Ｙｏｎｇ．Ｆａｕｈ－ｔｏｌｅｒａｎｔ　ｃｏｎ—　ｔｒｏｌ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｆｏｒ　ｆｉｖｅ－ｐｈａｓｅ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｓｙｎ　［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｉｎｄ　Ａｐｐｌ，２０１０，４６（２）：７９０—７９７．　１　６　Ｉ　Ｒａｍｉｎｏｓｏａ　Ｔ．Ｇｅｒａｄａ　Ｃ．Ｄｅｓｉｇｎ　ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ　ｆｏｒ　ａ　ｆａｕｌｔ——ｔｏｌｅｒａｎｔ　ｆｌｕｘ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ—‘ｍａｇｎｅｔ　ｍａｃｈｉｎｅ　ｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｍｏｔｏｒ　ｕｎｄｅｒ　ｓｉｎｇｌｅ　ｐｈａｓｅ　ｏｐｅｎ－ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆａｕｌｔ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ［Ｊ］．Ｐｒｏｃ　ＣＳＥＥ，２０１１，３１（２４）：６８　７６．（ｉｎ　Ｃｈｉｎｅｓｅ）　Ｌ　Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｔａｎｓ　Ｉｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，２０１１，５８（７）：　（上接第６８７页）　［８］　童亦斌，吴峪，金新民，等．双向ＩＸ；／ＩＸ；变换器的拓　扑研究［Ｊ］．中国电机工程学报，２０１１，２７（１３）：８１—８６．　Ｔｏｎｇ　Ｙｉｂｉｎ，Ｗｕ　Ｔｏｎｇ，Ｊｉｎ　Ｘｉｎｍｉｎ，ｅｔ　ａ１．Ｓｔｕｄｙ　ｏｆ　ｂｉ　Ｗａｎｇ　Ｘｉａｏｙａｎ，ＬｉｕＪｉａｎｐｉｎｇ．Ｅｒｒｏｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｆｏｒ　ＰＷＭ　［１０］　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ［Ｃ］／／ＩＥＥＥ　ＩＣＥＣＥ．Ｙｉｃｈａｎｇ：ＩＥＥＥ，２０１　１：　２２１３—２２１４．　Ｌｉｎ　Ｘｉｎｃｈｕｎ，Ｌｉｕ　Ｆａｎｇｒｕｉ，Ｄｕａｎ　Ｓｈａｎｘｕ，ｅｔ　ａ１．Ａｎａｌｙ　［１１］　ｓｉｓ　ａｎｄ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａ　ｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ａｎｄ　ｉｓｏｌａｔｅｄ　ｂｉ－ｄｉｒｅｃ　ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ＩＸ；ＩＸ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｌ　Ｊ　ｉ．Ｐｒｏｃ　ＣＳＥＥ，２Ｏ１１，２７　（１３）：８１　８６．（ｉｎ　Ｃｈｉｎｅｓｅ）　ｔｉｏｎａｌ　ＤＣ－ＩＸ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｌ　Ｃ／／１ＥＥＥ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｉｎ　ｄｕｓｔｒｉａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｗｕｈａｎ：ＩＥＥＥ，　２００８：９４０—９４２．　［９］　张方华，朱成花，严仰光．双向ＩＸ；ＩＸ；变换器的控制模　型［Ｊ］．中国电机工程学报，２００５，２５（１１）：４６—４９．　Ｚｈａｎｇ　Ｆａｎｇｈｕａ，Ｚｈｕ　Ｃｈｅｎｇｈｕａ，Ｙａｎ　Ｙａｎｇｇｕａｎｇ．Ｔｈｅ　［１　２］Ｗｕ　Ｔｓａｉ－ｆｕ，Ｌｉａｎｇ　Ｓｈｉｈ－Ａｎ，Ｃｈｅｎ　Ｙｕ—Ｋａｉ．Ａ　ｓｔｒｕｃｔｕｒａｌ　ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ　ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｉｎｇ　ｓｏｆｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ＰＷＭ　ｃｏｎｖｅｒｔ—　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　Ｉ）Ｃ－１２Ｋ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ＿Ｊ］．　Ｐｒｏｃ　ＣＳＥＥ。２００５，２５（１１）：４６—４９．（ｉｎ　Ｃｈｉｎｅｓｅ）　ｅｒｓ　Ｉ－Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，２００３，１８（１）：３８　４３．